软开关弧焊逆变器谐振电路的优化设计

1　引言近年来 ,软开关技术被应用于各种开关电源 ,尤其是在 1 0 k W以上的焊接逆变器上的应用在我国才刚刚开始 <1,2 > 。软开关谐振变流技术 ,从本质上克服了硬开关型弧焊逆变器的缺点 ,在很大程度上解决了功率开关损耗过大的问题 ,降低了逆变器 du/dt和 di/dt,减少了电磁干扰 ( EMI)和射频干扰 ( RFI)。软开关技术的出现 ,使弧焊电源的应用水平上了一个新台阶。相对于传统弧焊电源 ,移相式软开关全桥零电压脉宽调制 ( FB ZVS-PWM)的弧焊逆变器 ,具有逆变频率高 ,节能省电 ,对焊接的动态适应性强等优点。FB ZVS- PWM逆变器 ,在换流期间利用了谐振原理 ,开关器件实现了软开关自然导通和自然关断 ,而其它大部分时间采用恒频脉宽调制方式 ,完成对电压和电流的控制 ,大大减轻了开关损耗和开关应力 ,它巧妙地将脉宽调制硬开关电路和频率调制电路的优点集于一身 ,其应用前景十分广阔。能否顺利实现软开关换流 ,尤其是对 1 0k W以上的大功率逆变器 ,谐振参数的设计尤为关键。本文定量地给出了逆变器主电路中的各个谐振元件参数的设计。2　逆变电路谐振参数的设计设逆变器的技术参数为 :开关频率 2 5 k Hz,输入直流电压 Uin为 5 4 0 V,最大输出负载电流 Io为 5 0 0 A,变压器次级初级匝数比 N是根据逆变器外特性来确定的 <1,2 >。为了保证引弧成功 ,要求逆变器有足够的空载电压 ,通常空载电压为 60～90 V,另外逆变器在满载时应满足大的焊接范围 ,综合考虑 N取 1 /7。IGBT关断时间 toff为 1 .2μs。在软开关弧焊逆变器中 ,励磁电流的作用是保证电源在最不利的空载条件下也可以实现零电压软开关换流 ,图 1为 FB ZVS- PWM弧焊逆变器主电路 ,次级接有饱和电感 Lsat,它起磁开关的作用。变压器初级电压与电流在带负载情况下的相位关系如图 2所示 ,换流期间初级电流近似保持最大值不变<1,2 > ,对于励磁电流的选取需要考虑换流期间开关器件的电流应力、开关损耗、以及开关器件的换流时间。图 1　弧焊逆变器主电路图图 2　变压器初级电压 u P与电流 i P2 .1　谐振电感的计算谐振换流期间开关器件的电流等于折算到功率变压器初级的滤波电感电流与励磁电流峰值的和 ,即ip( t) =Im ( max) + N i Lo( t) ( 1 )其中 ip为变压器初级电流 ,从式 ( 1 )中可以看出 ,励磁电流峰值愈大 ,开关器件的电流应力和附加损耗也愈大。令励磁电流峰值 Im( max) 小于或等于IGBT电流容量 Ic( max) 的 3% <1,3> ,即Im( max) ≤ 3%× Ic( max) =4.5 ( A) ( 2 )式 ( 2 )决定了励磁电流峰值的上限。在空载条件下 ,i Lo( t) =0时 ,ip( t) =Im( max) 。设开关器件的关断时间为 toff,换流时间为 ttr,回路中谐振电容为 Cr,则Im( max) ≥ Cr Uinttr( 3)由式 ( 3)可知 ,首先 ,最小的励磁电流峰值与换流时间成反比。为了避免同一桥臂中上下两只IGBT开关管发生直通现象 ,换流时间应大于 IGBT的关断时间。在设计初始阶段 ,可令 ttr=1 .2× toff=1 .2× 1 .2 =1 .44μs。其次 ,最小的励磁电流峰值与初级输入直流电压和谐振电容成正比。若要在任意Uin时均能实现零电压开关 ,Uin应取最大值。式 ( 3)决定了励磁电流峰值的下限 <1>。在新型软开关弧焊逆变器中 ,励磁电流峰值可以初步设置于式 ( 2 )决定的上限。然后在谐振参数都确定之后 ,采用式 ( 3)决定的励磁电流峰值下限进行校核。本文选择励磁电流峰值 Immax=4.5A,它为相应 IGBT电流容量的 3%。励磁电感值(包括漏感 )可由下式计算 :Lmdimdt=Uin ( 4 )谐振电感 Lm是用来帮助实现滞后桥臂的零电压开关 <4 > ,考虑到励磁电流在最不利的空载情况下也能实现零电压软开关 ,空载时的励磁电流为三角波形 ,如图 3仿真波形所示 ,这时的电流关系应满足下式 :dimdtTp2 =2 Im( max) ( 5 )联立式 ( 4 )、式 ( 5 ) ,可得励磁电感 Lm为Lm=Uin( max) Tp( 4 Im( max) ) ( 6)式中 :Uin( max) 为初级直流输入电压的最大值 ,取Uin( max) =60 0 V;Tp为初级开关周期 ,Tp=40μs;Im( max) =4.5 A。将以上数据代入式 ( 6)可得励磁电感值Lm=60 0× 40× 1 0 - 64× 4.5=1 .33× 1 0 - 3( H) ( 7)励磁电感是功率变压器磁芯和初级绕组的结构参量 ,在制造过程中 ,可以人为地改变磁芯气隙的长度 ,从而达到方便、灵活地对励磁电感量进行较大范围调整的目的。2 .2　谐振电容参数的计算谐振电容的主要作用是在功率开关管的关断过程中限制 IGBT的集 -射极间电压的上升速率 ,从而减小 IGBT的关断损耗和降低电磁干扰。新型软开关电路中的功率变压器的寄生电容很小 ,可忽略不计。设图 1中 IGBT的外接电容为 C1=C2 =C3=C4 =Cex。谐振电容 Cr是由与每只开关管并联的外接电容 Cex、IGBT的输出电容 CCE和反并联二极管的输出电容 CAK等 3部分组成 ,谐振电容为 3者之和的 2倍 <4 >。即Cr=2 ( Cex+ CCE+ CAK) ( 8)式中 ,IGBT的输出电容 CCE和反并联二极管的输出电容 CAK均为与输出电压 uo有关的非线性器件 ,它们可以统一表示为C=k/uo ( 9)在式 ( 9)中 ,常数 k在一定电压下由实际器件应用手册给出 ,输出电容值可由式 ( 9)计算得出。如本文采用的德国 SEMIKRON公司生产的型号为 BSM30 0 GB1 2 3D的单硅型 IGBT在 UCE1=2 5V时 ,输出电容 COES=3.5 n F,则k=COES UCE1　　　　=3.5 2 5 =1 7.5 ( n F· V) ( 1 0 )联立式 ( 9)和式 ( 1 0 )可得该 IGBT在 UCE2 =5 4 0 V时 ,输出电容为CCE2 =kUCE2　　　　=1 7.55 4 0 =0 .75 ( n F) ( 1 1 )根据文献 <1 >,考虑到输出电容的非线性 ,此型号IGBT的等效输出电容为CCE=43CCE2 　　　　=0 .75 43=0 .87( n F) ( 1 2 )同理可求得对应反并联二极管的输出电容CAK=0 .2 8n F。谐振电容的参数设计原则是在保证软开关的前提下尽可能的大一些。因为这样可以更有效地限制 IGBT在关断时集射极间电压的上升速率 ,从而减小 IGBT的关断损耗和降低电磁干扰。在励磁电流峰值 Im( max) =4.5 A,换流时间 ttr= 1 .2 toff=1 .2× 1 .2 =1 .44μs,在最大的初级输入直流电压 Uin( max) =60 0 V的条件下 ,由式 ( 3)可得谐振电容的最大值为Cr( max) =Im( max) ttr/Uin( max) 　　　　=4.5× 1 .44× 1 0 - 660 0=1 0 .8× 1 0 - 9( F) ( 1 3)式中 ,参与软开关谐振换流的充放电电流全部来自励磁电流。即使在空载时 ,只要谐振电容小于或等于最大值 ,也可以实现零电压软开关。再由式 ( 8)可知 ,最大的外接电容值为Cex=12 Cr( max) - ( CCE+ CAK) ( 1 4)式中 :Cr( max) 为谐振电容的最大值 ,Cr( max) =1 0 .8n F;CCE为 IGBT的等效输出电容 ,CCE=0 .87n F;CAK为反并联二极管的等效输出电容 ,CAK=0 .2 8n F。将以上数据代入式 ( 1 4) ,可得最大的外接电容值为Cex=12 × 1 0 .8- ( 0 .87+ 0 .2 8)≈ 3.3( n F)参与谐振换流的外接电容应为寄生串联电感极小的高频电容 ,本文选用的是耐压容量为 1 0 0 0V的陶瓷电容。根据产品的数据系列 ,实际外接电容为 Cex=3.3n F。为了尽量减小连接导线的分布电感 ,参与谐振换流的外接陶瓷电容应该直接安装在 IGBT模块的引出端子上。图 3给出了在不同励磁电感量的情况下利用 ICAP/4( Interactive Circuit AnalysisProgram 4.0 )的空载励磁电流仿真波形图。图 3　励磁电流的仿真波形2 .3　功率变压器磁芯气隙的设计对于变压器的设计 ,通常在磁芯之间人为地增加一些气隙 ,其目的是为了避免电源开通和关断瞬间浪涌电流以及剩磁的危害。人为地改变磁心气隙的大小 ,可以方便地调整励磁电感量的大小 ,但为了避免调整的盲目性 ,还需要对其进行定量计算。在软开关弧焊逆变器工作过程中 ,由于变压器的励磁能量要参与滞后桥臂功率器件软开关换流过程 ,因此 ,必须对气隙进行合理的设计 ,以得到合适的励磁能量。励磁电流和励磁电感值的关系可由式 ( 6)表示。励磁电流的幅值 Im( max) 由式 ( 3)计算得 4.5A,从而可以得到励磁电感的值。由于励磁电感是与变压器磁芯和绕组结构息息相关的结构参量 ,可由以下结构参数表示 <1> :Lm=N21/Rm ( 1 5 )其中 ,N1为变压器初级线圈匝数 ,Rm为变压器磁回路的磁阻 ,其值大小与